composantes
de fréquence situées au dessus de la
Processeur FI à DSP
-------------------------
Les précédents articles publiés dans la Revue Radio-Ref ou dans la plaquette ARCA97 (1), avaient pour but de définir les bases du Traitement numérique du signal adapté au Radioamateurisme, que ce soit en HF ou en VHF.
Nous allons aborder maintenant des cas beaucoup plus concrets, liant le matériel dont nous disposons, qu’il soit de source professionnelle, ou de source récupération, à des cartes d’évaluation DSP du commerce.
Un exemple : la disparition de Radiocom 2000 au profit des téléphones GSM a libéré de nombreux radiotéléphones fonctionnant en FM sur 160 ou 450 Mhz, appareils qui sont excellemment construits, et qui peuvent être facilement transformés sur les bandes Om’s correspondantes ( cf. F1TE ou F1DIW pour les modifications ).
Mais on va me dire : Qu’ont à voir ces ensembles, si parfait soient-ils, avec le Traitement numérique du Signal, qui est plus spécialement adapté à la réception de la SSB ou de la CW ?
Primo : On peut faire de la démodulation FM avec de la DSP
Deusio : On peut faire du packet radio avec de la DSP.
Tertio : Un récepteur FM peut être converti en un récepteur SSB/CW de classe grâce à la DSP. Quoi que l’on en pense à première vue !
Quarto : Un Emetteur/Récepteur 144 ou 432 peut servir de base à une station décamétrique grâce à un Transverter correctement conçu..
Et j’arrête là...
La solution qui n’apparaît pas évidente est la suivante :
Tous ces appareils ont une première FI à 21.4 Mhz, le filtrage FI autorise une bande passante de 15 Khz environ, et les synthés permettent de se déplacer de 12.5 en 12.5 Khz, voire moins, avec des modifications mineures. Suivant la FI à 21.4 Mhz, un deuxième changement de fréquence permet d’aller à 455 Khz, où il existe un filtre céramique intéressant. Notons que sur 160 Mhz certains appareils ont une deuxième FI centrée autour de 100 Khz.
Si, avec une amplification appropriée et contrôlée, on transmet la FI 455 Khz à un système à DSP, on peut facilement traiter la réception SSB/CW sur des ensembles prévus au départ pour de la NBFM. Et c’est le but de cet article de montrer comment.
En Traitement numérique du Signal cette façon de faire porte un nom : " Harmonic Sampling " que nous allons traduire par Echantillonnage sur harmoniques.
Prenons une exemple réel :
Un transceiver FM de surplus fonctionnant sur 460Mhz a une bande passante ( donnée par le filtre monolithique 21.4 Mhz ) de 7.5 Khz à -3dB, et de 22 Khz à -90dB. On retrouve cette bande passante en 455 Khz avec pratiquement les mêmes caractéristiques.
Pour traiter cette fréquence par un DSP, il convient tout d’abord d’amplifier à un niveau convenable, pour qu’un convertisseur analogique - digital puisse être correctement excité.
Mais voilà : Quelle sorte de CAN ?.
Le critère de Nyquist dit que l’échantillonnage doit se faire au double de la fréquence d’intérêt, soit ici à 455 x 2 = 910 Khz au moins.
En plus, en 1998, on va chercher à se procurer des CAN ayant au moins 16 bits de résolution, échantillonnables à 1 Mhz. Cela existe, mais c’est encore très cher. Par contre il existe des CAN fonctionnant à des fréquences bien plus basses, et dont le prix est accessible.
Alors on va se livrer à une astuce :
Si j’échantillonne à 96 Khz, l’harmonique 5 de 96 est 96 x 5 = 480 Khz.
Et 480 - 455 = 25 Khz ; ce qui veut dire que si l’entrée du CAN peut supporter le 455 Khz ( ce qui est souvent le cas ), ce dernier va être déplacé à 25 Khz, où nous pourrons facilement le traiter grâce à une carte DSP courante.
Il est important de vérifier si cette astuce n’engendre pas d’alias. Si le calcul satisfait l’équation suivante, il n’y aura pas d’alias.
(Mfs + BW) < 2fc < (M+1)fs - BW [Eq1.]
Où :
fs = Fréquence d’échantillonnage
M = Entier quelconque
BW = Bande passante de la FI ( On ne considérera que la Bande atténuée )
fc = Fréquence centrale de la FI
Exemple précédent : BW = 22 Khz, fs = 96 Khz, fc = 455 Khz.
Prenons M = 9 et ( M + 1 ) = 10 On a : ( 9 x 96 + 22 ) < 2fc < ( 10 x 96 - 22 )
Soit : 443 < fc < 469
Il n’y aura donc aucun alias dans notre transformation, et la FI de 455 Khz +/- 11 Khz sera transformée en une bande centrée sur 25 Khz +/- 11 Khz, ce qui donnera une bande de base de 14 à 36 Khz, échantillonnée à 96 Ksps au niveau de l’entrée du DSP.
On a réalisé une sorte de changement de fréquence sans en avoir les inconvénients.
Nous allons voir maintenant ce qu’un tel système est capable d’apporter.
Tout d’abord nous devrons choisir un CAN approprié. Le critère N°1 est de supporter la bande passante désirée ( au moins 500 Khz ) à pleine puissance, et les autres critères sont les caractéristiques dynamiques, ainsi que le plus grand nombre de bits possibles. Le fait que la sortie soit série ou parallèle importe peu, car il faudra de toute façon réaliser une extension vers une carte DSP comme nous le verrons plus loin. Le dernier critère est le prix de revient de la bête; si l’on peut obtenir un échantillon gratuit autant ne pas s’en priver. A la suite de tout cela le choix possible se resserre, et le meilleur rapport qualité/prix se trouve être aujourd’hui le circuit MAX146 de Maxim.
C’est un Convertisseur AD 12 bits à 8 canaux simples, ou 4 canaux différentiels multiplexés.
Il est à Sortie série, et il est échantillonnable à 133 ksps.
Il accepte un signal d’entrée de 2.5Vcc, et ses caractéristiques dynamiques sont les suivantes :
Bande passante : 1 Mhz ( à P. max. )
SFDR = 90dB
SINAD = 73dB
THD = –88dB
Ce sont des caractéristiques convenables pour un 12 bits. Il se configure très facilement avec un microprocesseur DSP que ce soit un Texas pour lequel il a été plus particulièrement étudié, ou un autre quel qu’il soit.
On trouvera en Annexe 1, le schéma qui a été réalisé selon cette configuration. On peut être également tenté par les nouveaux convertisseurs de technique Sigma-Delta, où l’on va trouver des convertisseurs 16 bits, mais nous allons voir que c’est une technique radicalement différente, qui s’appelle le Suréchantillonnage ( Oversampling ).
Les mêmes critères de recherche vont être utilisés pour trouver un convertisseur adéquat, et si possible de rapport qualité/prix très intéressant, que l’on peut se procurer en échantillon gratuit auprès des Constructeurs.
Il existe chez Analog-Devices le modèle AD 7723 qui est un 16 Bits Cmos, Sigma-Delta CAN à 1.2 Msps. Il fonctionne avec une alimentation +5V et accepte une tension d’entrée différentielle dans la gamme 0 à +4V, ou +/- 2V centrée autour d’une polarisation en mode commun. La bande passante du circuit est limitée à 460 Khz par un filtre FIR incorporé. La sortie est possible avec des échantillons transitant jusqu'à 1200 Khz.
La sortie se fait soit en parallèle, soit en série.
Les caractéristiques dynamiques sont très intéressantes :
Rapport S / ( B + D ) = 90 dB
THD = -96 dB
SFDR = 92 dB
Boîtier : PQFP44
C’est dans cette gamme de convertisseurs ce que l’on fait de mieux à l’heure actuelle. L’utilisation de ce convertisseur Sigma-Delta nous amène, pour utiliser la bande passante totale de 460 Khz, à respecter des critères internes extrêmement précis. Le convertisseur peut être programmé selon 3 modes :
Soit le Mode Passe-bas avec une décimation de 32, qui ne permet comme bande passante que 230 Khz.
Soit le Mode Passe-bas avec une décimation de 16, qui permet 460 Khz de bande passante.
Soit le Mode Passe-bande qui permet une bande passante de 370 à 460 Khz.
Tous ces modes nécessitent une Clkin ( fréquence d’échantillonnage ) de 19.2 Mhz, et la Sortie se fait soit à 1.2 Msps, soit à 600 Ksps, selon le mode choisi. Les algorithmes devront tenir compte de ces vitesses, et il faudra vraisemblablement décimer et filtrer la sortie du convertisseur avant de traiter la réception.
L’annexe 1 représente le schéma d’un processeur FI utilisant cette technique, qui est un peu plus difficile à mettre en œuvre.
Ensuite le choix de la Carte DSP va être déterminant. Il existe à l’heure actuelle 3 types de cartes d’évaluation qui coûtent le même prix ( Aux environs de 900 Fr. ).
La carte EZ-lite 21xx d’Analog Devices construite autour de l’ADSP 2181 KS 133.
Les cartes Texas DSK Cxxx construites autour des TMS320C25, TMS320C30, ou TMS320C50..
La carte Motorola EVM56002 construite autour du DSP du même nom.
Ces cartes se valent à quelque chose prés. On donnera la préférence à la Carte Motorola, car c’est certainement la plus performante de toutes, elle se prête bien aux extensions que nous allons faire ; mais surtout on peut obtenir sur le site Motorola d’Internet tout le soft nécessaire que ce soit Assembleur, Débogueur, Simulateur, et Compilateur C, fonctionnant sous Dos ou sous Windows 95. Ajoutons que l’Assembleur Motorola est très convivial, et qu’il existe un site radioamateur consacré à cette carte sur ftp://ftp.funet.fi , avec de nombreux exemples de softs pour l’usage radioamateur.
On va donc réaliser une extension entre cette carte et les transceivers, qu’ils soient commerciaux ou de récupération. C’est ce que j’appelle un Processeur FI à DSP.
Comme on aura envie de traiter également l’émission d’une manière identique à celle utilisée en réception, il faudra trouver un convertisseur digital-analogique qui soit comparable à ce que l’on obtient avec la partie analogique-digitale. Le DSP Dacport 16 bit AD766 est particulièrement bien utilisable pour cette fonction.
Ce circuit est particulièrement bien adapté pour une utilisation avec les Ports Série des processeurs DSP courants, que ce soient les modèles d’Analog-Devices, les TMS320Cxx, ou le DSP Motorola qui nous préoccupent .
Ses caractéristiques dynamiques sont les suivantes :
Rapport Signal / Bruit :
de 20 Hz à 20 Khz : 102 dB
de 20 Khz à 250 Khz : 83 dB
THD : -81 dB à 1 Khz
-77 dB à 50 Khz
Alimentation : +/- 5V à +/- 12V
Il conviendra bien entendu de prévoir sur la carte un filtre de reconstruction, qui pourra être réalisé à partir d’un circuit intégré National-Semiconducteurs ; le LMF 100 bien connu et bien adapté à cet usage.
En plus, il va falloir réaliser une amplification de l’ordre de 50 dB entre le prélèvement sur le récepteur et l’entrée du CAN, cette amplification sera soumise à une commande automatique de gain contrôlée par le DSP. On utilisera pour cela une des 2 sorties stéréo de la carte Motorola, l’autre servira à la sortie BF. Pour cette amplification, on va utiliser des VGA
( Amplificateurs à gain contrôlé ) Il en existe pas mal, mais le modèle CLC 520 semble très bien indiqué pour cet usage.
Ce genre de circuit est très intéressant, avec une gamme de tension de commande variant de 0 à 2 volts, il permet une amplification en tension de 100 ( 40 dB ), et un contrôle sur 40 dB.
2 Circuits de ce type peuvent exciter à plein régime un CAN dont l’entrée max. se situe à 2.5 Volts cc.
Il suffit pour cela d’une tension d’entrée de l’ordre du millivolt efficace. C’est une tension que l’on peut retrouver sur un Rx lorsque celui ci reçoit des signaux proches de la saturation. La particularité intéressante de ces circuits intégrés, c’est qu’ils permettent de réaliser des amplificateurs dont les impédances d’entrée et de sortie sont de 50 ohms, ce qui permet une adaptation facile avec le monde extérieur.
Les schémas de principe des cartes d’extension sont données en annexe, on verra qu’ils n’altèrent pas le fonctionnement de la Carte EVM 56002 de Motorola, et qu’en particulier autant les entrées Stéréo que les Sorties RS 232 restent disponibles pour d’autres utilisations. Ce qui va devenir très intéressant pour traiter l’émission.
Algorithmes de traitement.
-----------------------------------
Ici nous allons attaquer la partie soft du Processeur. J’ai voulu que l’extension soit la plus large possible, afin que l’ensemble puisse faire face à de nombreux essais, quels que soient les modes d’entrées / sorties utilisées.
Nous allons nous attacher plus particulièrement au mode décrit ici, et voir comment traiter l’échantillonnage sur harmoniques.
La méthode utilisée est dérivée directement du système de réception à déphasage ou phasing. Les signaux échantillonnés à 96 Ksps issus du CAN sont transmis à un mélangeur digital, et à un système de décimation qui va réduire la fréquence d’échantillonnage ( et la bande passante des filtres ). La décimation permet de gagner du temps sur l’écart entre échantillons, pour permettre d’effectuer tous les calculs et commutations nécessaires. En plus, cela permet de faciliter le calcul des filtres digitaux donnant la sélectivité finale.
Le signal issu du CAN est transformé en bande de base par un algorithme de mélange complexe. Comme le signal d’entrée Xt est un signal réel, simplement 2 multiplications seront nécessaires pour obtenir un signal analytique, et la valeur de l’oscillateur, w 0, est choisi de façon à faire le battement nul avec la fréquence centrale du signal d’entrée. Le rapport d’échantillonnage est réduit de 4 fois, de façon que les valeurs de l’oscillateur soient seulement 1, 0, -1 ou 1. Cette opération s’appelle la décimation.
Ce processus produit un spectre d’harmoniques sur la fréquence d’échantillonnage. Pour éviter de mélanger ce spectre à l’intérieur de la bande passante réduite, il est nécessaire d’utiliser un filtre de décimation, ce filtre fonctionne à la fréquence d’échantillonnage la plus élevée, et il limite la bande passante à la moitié de la fréquence d’échantillonnage la plus basse.
Comme la fréquence porteuse est nulle, le spectre de notre signal analytique contient à la fois les composantes négatives et positives. Les fréquences négatives représentent la bande latérale inférieure, et les fréquences positives la bande latérale supérieure.
Les signaux It et Qt vont être transmis vers des filtres passe bande ( un de ces deux est un ‘Transformer de Hilbert’ qui réalise le déphasage de 90° nécessaire au phasing ). Ces filtres réalisent la sélectivité finale de la réception, et sont identiques sur le plan de la réponse fréquentielle. Les sorties de ces filtres sont ensuite additionnées, ou soustraites, pour démoduler les bandes USB ou LSB, et la sortie audio obtenue est transmise au CNA pour restituer le signal analogique nécessaire à l’écoute de ces signaux. La sortie du CNA sera filtrée comme indiquée plus haut afin d’enlever le spectre d’harmoniques causé par la fréquence d’échantillonnage du convertisseur numérique-analogique.
La réception de la CW est identique à celle de la SSB, à l’exception de l’insertion d’un BFO nécessaire pour ajuster la note de la fréquence CW. Le BFO peut également être utilisé pour la réception de la SSB en tant qu’ajustement fin de la fréquence de réception.
Une attention particulière va être apportée à la conception de la commande automatique de gain. ( CAG ). Cette dernière devra commander la partie digitale, aussi bien que la partie analogique du récepteur.
Le schéma bloc montre le système utilisé pour réguler l’amplitude de sortie du récepteur. Comme les canaux I et Q sont disponibles après décimation, il est facile de faire une mesure à ce niveau. Il est nécessaire de partager le gain entre les parties analogiques et digitales du récepteur. On donnera par exemple 30 dB pour la partie analogique et 40 dB pour la partie digitale, sans oublier de donner un délai d’attaque de l’ordre de 50 ms, et une durée de retour d’environ 1 sec, pour satisfaire aux contraintes de la réception SSB.
La programmation n’est pas excessivement compliquée à réaliser, l’algorithme étant parlant par lui-même, on trouvera des exemples de programmation sur les sites Internet, aussi bien chez Texas que chez Motorola. Se rappeler que la détection de la CAG se fait par la formule suivante :
Ensuite le reste est simple à réaliser, que l’on utilise l’Assembleur direct ou le langage C.
Et l’émission ? La BF issue du microphone
est filtrée par un filtre passe bas avant l’échantillonnage par le
convertisseur analogique-digital, pour enlever toutes les composantes
de fréquence situées au dessus de la
moitié de la fréquence d’échantillonnage. Une fréquence d’échantillonnage qui est au quart de la fréquence des échantillons de sortie est convenable. La BF traverse ensuite 2 filtres passe-bande, l’un permettant le déphasage de 90° nécessaire au phasing. Ceci convertit le signal réel en un signal complexe It + Qt qui ne possède que des composantes de fréquence positives. La réponse fréquentielle des 2 filtres est absolument identique, ils différent seulement dans leur phase. Le signal analytique est ensuite translaté en sortie par un mélangeur complexe. Seule la partie réelle est calculée, et la fréquence d’échantillonnage est quadruple de celle d’entrée. Pour chaque échantillon sortant du filtre, on utilise 4 échantillons de l’oscillateur complexe. C’est bénéfique, car pour chaque cycle complet, l’oscillateur cosinusoïdal a comme valeur 1, 0, -1, 0 ; et l’oscillateur sinusoïdal 0, 1, 0, -1. Aucune autre multiplication n’est effectuée, ce qui sauve du temps, et augmente la précision. La fréquence d’échantillonnage des filtres de sortie doit être artificiellement augmentée pour réaliser cette procédure, qui est appelée interpolation. Le processus d’échantillonnage amène le spectre de sortie à se répéter à tous les harmoniques de la fréquence d’échantillonnage, c’est le phénomène d’alias. Pour éliminer ces produits un filtre analogique devra être installé après le CNA de sortie.
Un filtre d’interpolation digitale facilite les spécifications de ce filtre anti-alias. Il travaille avec la fréquence d’échantillonnage la plus élevée, ce qui annule les échantillons additionnels. Le gabarit du filtre sera choisi pour atténuer le spectre d’harmoniques du signal original. Dans l’exemple choisi, la sortie est en bande USB ; pour passer en LSB, il suffit de faire la somme de la partie réelle et de la partie imaginaire.
Que peut on attendre de telles modifications ? Sur la maquette en cours de mise au point définitive, et qui fonctionne à la suite d’un ATR2400 d’Alcatel modifié sur 70cm selon les conseils de F1DIW pour le fonctionnement en NBFM 9600 Bauds.( Adjonction d’une carte synthétiseur pour canaux de 12.5 Khz, remplacement des filtres 10.7 Mhz et 455 Khz, ainsi que du quartz de conversion de la 2ème FI. ) Le 455 Khz est prélevé en sortie du filtre 455 par un transistor FET câblé en adaptateur d’impédance.
La réception SSB est correcte, un signal de 0.35µV est reçu avec un rapport signal/bruit de l’ordre de 10 dB. La gamme dynamique du récepteur est d’environ 90dB. La réjection de la bande latérale non désirée est supérieure à 50 dB, l’annulation de la porteuse est du même ordre.
A l’écoute des satellites, le résultat est du même ordre que le récepteur SSB analogique que j’utilise depuis des années.
Côté Émission, il n’est malheureusement pas question de faire de la BLU avec un transceiver FM, car l’hybride de sortie ne le permets pas. Mais si on le remplace par un module linéaire, alors cela peut s’envisager. A l’heure actuelle il existe aux surplus qq. modules linéaires 145 Mhz en provenance de démontages Icom, mais pour 435 Mhz je ne connais pas. On peut toujours réaliser la chose en sortant la BLU 435 Mhz à faible niveau, puis en réalisant un ampli linéaire séparé pour ce mode de trafic. Tous les coups sont permis ! ! ! Hi…
Je n’ai pas parlé des algorithmes nécessaires pour traiter le fonctionnement en Suréchantillonnage par Convertisseurs Sigma-Delta. J’ai simplement indiqué la vitesse de Sortie élevée de ces convertisseurs, et parlé de décimer cette sortie avant traitement. Il faut penser à une chose : C’est que quel que soit le DSP utilisé, le temps de traitement est une fonction directe de la vitesse ( et donc de la fréquence ) d’échantillonnage.
Prenons un exemple : Un CAN échantillonné à 33 Msps laisse un temps entre 2 échantillons successifs de : T = 1/F soit 1 / 33000000 c’est à dire 31 nsec.
Comme un DSP classique a un temps de cycle de 33 nsec., on ne pourra exécuter qu’une seule instruction ( et encore ! ) entre 2 échantillons successifs. Nous sommes ici en temps réel, et tout le traitement de l’algorithme de réception ( ou d’émission ) devra être réalisé entre 2 échantillons successifs. Si l’on utilise le ‘nec plus ultra ’ des DSP avec un temps de cycle de 3 nsec., et 8 Instructions traitées en parallèle ; on va arriver dans les mêmes conditions à 80 Instructions entre 2 échantillons successifs, et de tels systèmes coûtent de l’ordre de plusieurs milliers de francs à l’heure actuelle. Ceci pour, compte tenu du Critère de Nyquits traiter du 16 Mhz en direct. Le jeu n’en vaut pas la chandelle, loin de là. C’est pour cela que l’on préfère utiliser des circuits où les systèmes sont intégrés, et permettent de traiter directement des fréquences allant jusqu’à 30 Mhz ( Cas du HSP500016 ). Ceci expliquent pourquoi les constructeurs se cantonnent à des fréquences d’échantillonnage de 48 Khz, où on peut utiliser plus de 600 instructions pour traiter les algorithmes.
Dans le cas des Sigma-Delta dont la vitesse de transmission des données de sortie se situe entre 600 et 1200 Khz, les multiplicateurs d’entrée pourront se faire en direct à cette vitesse, le DSP Motorola la supporte, mais les générateurs sin et cos de l’oscillateur local w 0, ne seront plus calculés, mais placés dans une Eprom de temps d’accès de l’ordre de 10 nsec. Avec des Eproms classique de 16 Ko, on peut obtenir des espacements entre canaux inférieurs à 100 Hz, ce qui ouvre de nombreuses possibilités. Bien sur on n’a pas besoin d’une telle résolution, et on pourra choisir des Eproms de taille bien moins élevée. Se rappeler que le pas obtenu est égal à la fréquence de transfert divisée par le taille de l’Eprom. Soit pour 1.2 Mhz et 16 Ko : 73 Hz.
A la Sortie des multiplicateurs on utilisera un filtrage par filtre Boxcar, suivi d’une décimation par 16, ce qui permettra un débit maximal des données de 75 Khz, débit pouvant être traité plus facilement par le DSP. Cette partie est un peu difficile à comprendre, aussi je renvoie les Om’s intéressés à la lecture des Ouvrages cités dans la suite de cet article.
On va me dire : Et la programmation ?
Voilà, c’est là le hic de la bidouille en DSP.
Se lancer ‘bille en tête’ sur une programmation sans avoir jamais testé quoi que ce soit, est voué à l’échec, à moins d’être ‘Pic de la Mirandole’ ! !
Mon conseil est le suivant :
Investir dans une carte d’évaluation, j’ai dit tout le bien que je pensais de l’Evm56002 de Motorola.
Ensuite se procurer de la documentation : Piller les sites Internet dédiés à la DSP, ou me demander le CD Rom que j’ai réalisé.
Il y a de très bons bouquins sur le sujet , je citerais en langue Anglaise :
Digital Signal Processing in Communication Systems Marvin E. FRERKING
Digital Filter Designer’s Handbook with C++ Algorithms C. Britton RORABAUGH
Et en langue Française :
Traitement Numérique du Signal Patrice NUS ( Publitronic )
Et les articles publiés par QST, QEX, Radio-Ref, Elector...
Une fois bien pénétrés de cette littérature, se livrer à de multiples essais en utilisant toutes les ressources de la carte, réaliser des filtres, les tester.. que ce soit en les programmant en Assembleur ou en C.
Ce n’est qu’à ce moment là que l’on peut tenter l’aventure vers des modifications importantes de matériels existants.
Signalons qu’il existe sur de nombreux sites de nombreux appareils de mesure intéressants réalisés en Soft, en particulier des spectrographes, qui vont rendre de signalés services lors des mises au points.
Disons aussi qu’avoir 2 ordinateurs simplifie beaucoup les choses, même si cela rends les manipulations un peu délicates.
En conclusion, je me suis limité à exposer des faits intéressants, et à éviter l’emploi de formules mathématiques compliquées. Ceux qui ont lu mes précédents articles peuvent s’apercevoir que la technique évolue dans le bon sens. La seule chose c’est qu’il faut être très cohérent dans son approche, et y aller par petits pas, car si ça marche c’est bon, mais si ça plante on ne sait plus par quel bout il faut le prendre.
En souhaitant vous avoir sinon intéressés, du moins intrigués.
Toute mes 73’s
JP Mallet F5MI Villa ARGIA 64120 BEGUIOS
Décembre 1998